如何计算驱动芯片的desat保护时间

图1是传统典型的驱动芯片退饱和检测原理，芯片内置一个恒流源。功率开关器件在门极电压一定时，发生短路后，电流不断增加，导致器件VCE电压迅速提升至母线电压，高压二极管被阻断，恒流源电流向电容CDESAT充电，当上电容CDESAT的电压被恒流源充至大于比较器参考电压后，触发驱动器关闭输出。这样在每一次IGBT开通的初始瞬间，即使VCE还没有来得及下降进入饱和状态，电容CDESAT上的电压也不会突变。恒流源将电容CDESAT充电至比较器参考电压需要一段时间，这段时间我们叫它消隐时间，它直接影响了短路保护的时间。消隐时间可由下式进行计算：

UC_DESAT的大小是驱动芯片设计的参考电压决定的，把它当常数对待。从以上公式可以看出，恒流源的电流I越大，充电时间越短，对短路的响应越快。虽然理论上减小电容也是可以实现减少充电时间的，但是由于集成在驱动芯片内的恒流源电流本身就很小，也就几百个μA，而短路的保护通常只有几个μs，所以这个电容也就只能几百个pF。事实上电路板布线的寄生电容可能也有几十pF，而且减小电容易受干扰导致短路误报。下面我们来具体计算一下。

图1

之前已经给出了短路时间的理论公式，但在实际应用时，无论是恒流源电流值、电容值还是参考电压值都会有波动，比如温度变化就能引起数值偏差。表1是英飞凌产品1ED020I12-F2的偏差值，把所有的这些偏差叠加一起得到如下Δt的短路时间偏差值：

表1

加上芯片里有些系统滤波时间和响应时间，如短路时序图2中TDESATleb和TDESATOUT。具体数值可以在驱动芯片的规格书里找到，我们就得到了相对考虑全面的短路保护时间TSCOUT。以1ED020I12-F2为例，TDESATleb和TDESATOUT分别是400ns和350ns。

图2

因为要适配碳化硅器件的额短路保护，追求快的短路保护时间，所以选用56pF作为CDESAT电容，且假设容值的偏差是10%，即+/-5.6pF。

则，TSCOUT=1.008+0.28+0.4+0.35=2.03us

通过以上计算可以看到，使用传统的退饱和短路检测，2us的短路响应时间就是一个非常极限的值了。根据经验，电路板的布线电容可能都会由50pF呢，所以才选56pF来计算而没有用更小值。

接下来再来看一下英飞凌的新产品1ED34XX在短路检测时间上有怎样的不同之处。这款产品还是退饱和短路检测的思路，但是可以不需要使用消隐电容了，如图3。它的短路保护时序由图4展示。其中最初的消隐时间TDESATleb是可以通过外围电阻配置，得到固定且精准的400ns、650ns或者1150ns，偏差在10%以内。然后就正常开通电压，如果发生短路情况，VCE迅速上升到达阈值，继而进入一个滤波时间TDESATfilter，它的值也可以通过外围电阻配置的，可以得到分布在225ns~3975ns区间里的9个时间之一，偏差也在10%以内。

图3

图4

这样1ED34XX总的短路时间为：

其中333ns是芯片感知短路到芯片输出关断信号的系统延时。虽然该芯片也是可以外加电容来增加短路保护时间的，上面式子里的TSC就是电容带来的时间，过程在之前1ED020I12-F2的短路说明里介绍过了。不过为了满足碳化硅MOS的短路保护时间，我们选择使用最小时间配置，也就是不使用外置电容，另外也把规格书里的偏差时间（表2）考虑上。可以得出：

表2

TSCOUT=0.4+0.225+333=0.958us

（不考虑偏差）

TSCOUT=(0.4+0.044)+(0.225+0.038+0.333+0.049)=1.089us

（考虑最大偏差）

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