本文比较外差接收机、直接采样接收机和直接变频接收机架构的优势和挑战，并讨论与其有关的杂散、系统噪声和动态范围，协助设计者善用工程原则选择最适合应用的架构。
外差接收机(heterodyne receiver)数十年来一直是标准的接收机方案选择。近年来，由于类比数位转换器(ADC)的采样率迅速提高、嵌入式数位处理的采纳以及匹配通道的整合，为接收机架构提供了几年前被认为是不切实际的其他选择。
本文比较三种常用接收机架构的优势和挑战：外差接收机、直接采样接收机和直接变频接收机。还将讨论对于杂散、系统噪声和动态范围的更多考量。本文的目的并非褒扬某种方案而贬抑其他方案，而是试着说明这些方案的优点和缺点，并鼓励设计者善用工程原则选择最适合应用的架构。
表1比较了外差、直接采样和直接变频三种架构。同时显示了每种架构的基本拓扑和一些利弊。
外差方法业经检验，性能出色。实施原理是混频到中频(IF)。IF需选择足够高的频率，才能让实际滤波器在作业频段中提供良好的镜像抑制和本地(LO)隔离。当有超高动态范围ADC可用时，增加一个混频级来降低频率也很常见。
此外，接收机增益分布在不同的频率上，这使得高增益接收机发生振荡的风险非常小。经由适当的频率规划，外差接收机可以实现非常好的杂散和噪声性能。遗憾的是，这种架构是最复杂的。相对于可用频宽，其需要的功耗和实体尺寸通常是最大的。
对于较大分数频宽，其频率规划可能非常困难。在当前追求小尺寸、重量轻、低功耗(SWaP)而希望获得宽频宽的背景下，这些挑战难度很大，导致设计人员尽可能考虑其他架构选项。
表1：接收机架构比较
直接采样方法是业界长久以来追求的途径，但其障碍在于难以用相当于直接RF采样的速度来操作转换器，以实现大输入频宽。在这种架构中，所有的接收机增益都位于工作波段频率，如果需要较大接收机增益，必须非常小心布线。如今，在L和S波段的较高奈奎斯特(Nyquist)频段中，已有转换器可用于直接采样。业界正不断取得进展，C波段采样很快就能实际使用，接着也将会有X波段采样出现。
直接变频架构对资料转换器频宽的使用效率最高。资料转换器在第一Nyquist频段工作，此时性能最佳化，低通滤波更为简单。两个资料转换器搭配作业，对I/Q讯号进行采样，从而提高用户频宽，又不至于造成讯号交错的问题。对于直接变频架构，困扰多年的主要挑战在于维持I/Q平衡，以实现可接受程度的镜像抑制、LO泄漏和直流(DC)偏置。近年来，整个直接变频讯号链的先进整合，加上数位校准，已克服了这些挑战，直接变频架构在许多系统中成为非常实用的方法。
图1显示三种架构的方块图和频率规划示例。图1a为外差接收机示例，高侧LO将作业频段混频到ADC的第二Nyquist区。讯号被进一步混叠到第一Nyquist区进行处理。图1b为直接采样接收机示例。作业频段在第三Nyquist区进行采样并混叠至第一Nyquist区，然后将NCO置于频段中心，数位下变频至基频，再进行滤波和抽取，资料速率降低到与通道频宽相称的程度。图1c为直接变频接收机示例。双通道ADC与正交解调器对接，通道1对I(同相)讯号进行采样，通道2对Q(正交)讯号进行采样。
许多现代ADC同时支援这三种架构。例如，AD9680是一款具备可编程数位下变频功能的双通道1.25GSPS ADC。这种双通道ADC支援双通道外差架构和直接采样架构，或共同搭配作业支援直接变频架构。
图1：频率规划示例
采用分离式实施方案时，直接变频架构的镜像抑制挑战可能相当难以克服。透过提高整合度并结合数位辅助处理，I/Q通道可以有效地匹配，从而大幅改善镜像抑制。例如，美商亚德诺(ADI)最近发布的AD9371，其接收机部份就是一个直接变频接收机，如图2所示，注意它与图1c的相似性。
图2：AD9371的接收机部份：单晶片直接变频接收机
任何采用频率转换的设计都需要付出很大努力，尽可能使不需要的频率折频最小化。这是频率规划最微妙的地方，涉及到可用元件与实际滤波器设计的平衡。
图3：ADC折叠频率
图3显示ADC输入频率和前两个谐波的折叠与输入频率(相对于Nyquist频段)的关系。当通道频宽远小于Nyquist频宽时，接收机设计人员的目标是选择适当的作业点，从而将折叠的谐波置于通道频宽之外。
接收机下变频混频器增加了复杂性。任何混频器都会在元件内引起谐波。这些谐波全部混在一起，产生了其他频率。图4显示了这种效应。
图4：下变频混频器杂散
图3和图4仅显示截至第三阶的杂散。实际上还有其他更高阶的杂散，设计人员需要处理由此而来的无杂散动态范围问题。对于较窄的分数频宽，细心的频率规划可以克服混频器杂散问题。随着频宽增加，混频器杂散问题成为重大障碍。由于ADC采样频率提高，有时候使用直接采样架构来降低杂散会更切合实际。
接收机设计的很多工作都花费在最小化噪声系数(NF)上。噪声系数可衡量讯号噪声比(SNR)衰减程度。
元件或子系统的噪声系数影响是使输出噪声功率高于热噪声水准，即被噪声系数放大。
噪声功率输出= -174dBm/Hz 增益(dB) NF(dB)
级联噪声系数计算如下：
在ADC之前选择接收机增益以及决定所需的ADC SNR，是接收机总噪声系数与暂态动态范围平衡的结果。图5提出了必须考虑的参数。为了便于说明，接收机噪声显示为由ADC之前的抗混叠滤波器形成。ADC噪声显示为平坦的白色噪声，目标讯号显示为-1 dBFs的连续波(CW)讯号音。
图5：接收机 ADC噪声
首先，常用单位是dBm或dBFs。根据转换器满量程电平和转换器噪声密度，可将ADC噪声从dBFs换算为dBm。此外，噪声功率与频宽成比例，故而需要一个常用频宽单位。某些设计人员使用通道频宽，这里我们统一使用1 Hz频宽，噪声功率为/Hz。
ADC噪声(dBm/Hz) = ADC满量程(dBm) ADC噪声密度(dBFS/Hz)
总噪声计算如下： 总噪声(dBm/Hz) = 20170725_ADI_TA31E5
这就导出了ADC灵敏度损耗概念。ADC灵敏度损耗衡量ADC引起的接收机噪声性能退化情况。为了使衰减最小化，接收机噪声必须远高于ADC噪声。其限制来自动态范围，且较大的接收机增益会限制能接收而不至于使ADC饱和的最大讯号。
ADC灵敏度损耗(dB) = 总噪声(dBm/Hz) – 接收机噪声(dBm/Hz)
因此，接收机设计人员总是要面对动态范围与噪声系数平衡的挑战。
本文简述外差、直接采样和直接变频接收机架构，重点讨论每一种架构的优点和挑战。同时还介绍了接收机设计的最新趋势和考量。随着全世界对于更高频宽的渴望，加上GSPS资料转换器的进展，预计有许多不同的接收机设计将在未来百花齐放。
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